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汽車電磁兼容中的建模挑戰(二)

日期:2024-06-02 00:17
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摘要: 3 提出的分而治之方法 仔細研究 Brute-force 算法后可知,性能差的原因是時域電路仿真集成到了頻域電磁(EM)仿真中。如前所述,由于現有商業工具的限制,逆變器的非線性行為不能包括在內。盡管已經進行了許多相關的研究工作,混合時域和頻域仿真仍具有挑戰性,尤其是對于大規模的復雜問題。應對這一挑戰的一個自然想法是分而治之。在時域中,利用 SPICE 軟件可以很好地對電機驅動系統進行仿真,包括非線性仿真。在頻域中,采用數值電磁法可以很好地對電機驅動系統與車載射頻天線的噪聲耦合進行仿真。和其他分治法一樣,...


3  提出的分而治之方法

      仔細研究 Brute-force 算法后可知,性能差的原因是時域電路仿真集成到了頻域電磁(EM)仿真中。如前所述,由于現有商業工具的限制,逆變器的非線性行為不能包括在內。盡管已經進行了許多相關的研究工作,混合時域和頻域仿真仍具有挑戰性,尤其是對于大規模的復雜問題。應對這一挑戰的一個自然想法是分而治之。在時域中,利用 SPICE 軟件可以很好地對電機驅動系統進行仿真,包括非線性仿真。在頻域中,采用數值電磁法可以很好地對電機驅動系統與車載射頻天線的噪聲耦合進行仿真。和其他分治法一樣,關鍵在于如何有效而準確地連接這兩個領域。在這個特殊問題中,如前所述,電纜束中流動的共模電流*終會導致耦合到天線端口的噪聲。因此,它可以作為兩個域之間的聯系。在時域電機驅動系統仿真中,可以方便地計算出電纜束中的共模電流,它可以作為后續頻域仿真中的噪聲源,僅對車輛、電機束和天線結構進行仿真。下面將詳細介紹這一方法的細節。

3.1 電機驅動系統建模
       **步是通過在 SPICE 中對電機驅動系統的等效電路進行仿真,得到電纜束中流動的共模電流。所以這一步的關鍵是構造 / 提取等效電路。

       等效電路中*關鍵的部分是 IGBT 模塊,它是脈寬調制逆變器的核心部分,也是主要的噪聲源。在本例中,電機驅動系統采用三相 IGBT 逆變器模塊,采用數值模型對 IGBT 進行建模,該模型符合設備制造商提供的規范。如表 1 所示,這種基于數據表的建模方法可以在包含非線性的情況下,更準確地擬合 IGBT 器件的參數。

表 1? 動態參數擬合結果



除了 IGBT 建模外,提取逆變器模塊中與金屬結構相關的寄生等效電路元件也很關鍵。如圖 7 所示,在本例中,基于預先定義的電路原型,從阻抗測量中提取直流母線和輸出橋結構的等效電路元件以及金屬結構之間(包括位于 IGBT 模塊下面的散熱器)的等效電容。



圖 7? 混合動力控制單元的寄生效應建模

電機驅動系統建模的另一個重要方面是電機的寄生效應。在本例中,需要建立一個內埋式永磁同步電機(IPMSM)的模型。如圖 8 所示,該電機由定子、定子繞組、永磁體和轉子組成。除了磁鐵以外,其他都由金屬制成。正如我們所知,金屬結構之間總是存在寄生電容。通過電機中的這些寄生電容,不需要的共模電流可以流入車體。因此,將這些寄生電容納入等效電路至關重要。但是,由于寄生電容的復雜性,很難根據電機的結構來**建模。因此,改用基于測量的方法來提取繞組之間、繞組和定子之間、繞組和轉子之間以及轉子和定子之間的寄生電容。



圖 8? 電機的寄生效應建模

電機的其余部分使用隨時間變化的電感和電動勢進行建模,通過仿真可以將電機的實際三維結構簡化為模擬的 2D 結構。
*后,在電機驅動系統模型中包含共模電流的返回路徑也很重要。這里的返回路徑指的是接地線和發動機缸體之間的寄生阻抗,如圖 9 所示。在這個示例中,從阻抗測量中可以提取接地線的等效電路元件,從數值電磁模擬中可以提取寄生電容。


圖 9? 共模電流建模中重要的返回路徑

圖 10 展示了電機驅動系統的完整等效電路,包括前面討論的逆變器模塊、電機和返回路徑的元件。此外,電池和電纜束分別被建模為理想電源和多導體傳輸線。


圖 10? 電機驅動系統的完整等效電路,藍色表示共模電流路徑

需要再次強調的是,由于共模電流很重要,因此,應該對寄生效應進行準確建模并包含在電機驅動系統的等效電路中。在時域內,可以利用 SPICE 軟件對所得到的模型進行快速仿真。
3.2 電機驅動系統與射頻天線噪聲耦合建模
綜上所述,耦合到射頻天線的噪聲主要是由電纜束中流動的共模電流引起的。在本混合動力電動汽車設計中,電機驅動系統中既有直流束也有交流束。通過實驗研究發現,交流束是對安裝在混合動力汽車上的射頻天線產生噪聲干擾的主要原因。因此,我們可以將耦合問題近似地表述為流入交流束的共模電流和射頻天線在頻域中接收的噪聲電壓之間的傳遞函數(TF)。因為耦合問題本身是一個線性問題,無論共模電流由于 IGBT 輸出波形的時變性、非線性如何隨時間變化。如圖 11 所示,通過向交流電纜束注入 1 A 的恒定共模電流,然后在每個頻率點觀察天線輸入端的接收電壓,可以很容易地計算出電纜 - 天線的傳遞函數(TF)。在此設置中,不包括電池、逆變器模塊和電機。


圖 11? 混合動力汽車設計中傳遞函數仿真的設置示例

圖 12 繪出了計算得到的傳遞函數,也就是天線輸入端口處的模擬噪聲電壓,該噪聲電壓是由于 1 A 共模電流進入到交流束中引起的。從計算的傳遞函數可以看出,三相電纜和天線之間的耦合是電感的。


圖 12? 當 1 A 共模電流進入交流束,模擬天線輸入端口的噪聲電壓

3.3 分而治之方法的驗證
通過對 3.1 節中討論的電機驅動系統的等效電路進行模擬,在時域中計算出進入交流束的共模電流后,利用傅立葉變換可以進一步獲得其頻譜成分。然后,將計算出的共模電流頻譜乘以 3.2 節中計算的傳遞函數,得到天線輸入端口處的計算噪聲電壓頻譜。
與第 2 節中討論的 Brute-Force 算法相比,這個方法將整個問題分解為兩個域,避免了使用頻域電磁解算器的內置功能執行時域電路仿真的困難。它充分利用獨立的能處理復雜時域問題的 SPICE 仿真器(帶有更**器件模型的非線性仿真),獲得噪聲波形,并能夠模擬被動結構的電磁模擬器,以快速準確地獲得傳遞函數。
此外,由于傳遞函數的線性性質,電磁模擬所需頻率點的數量可以顯著減少,從而大大加快總體仿真速度。為了驗證所提出的方法,當測試車輛運行時,在發電機室內對進入交流線束的共模電流和進入調幅天線的耦合噪聲電壓進行測量。圖 13 顯示了測量、計算的共模電流??梢钥闯?,它們在調幅頻率范圍內非常一致,誤差不超過 5 dB。這驗證了 3.1 節中提取的電機驅動系統等效電路的正確性。


圖 13? 從電機驅動系統的等效電路模型中,計算出進入交流束的共模電流,并與實測電流進行比較

圖 14 顯示了耦合到調幅天線中的計算和測量的頻譜噪聲電壓結果。同樣,在高達 1.2 MHz 的頻率下,它們彼此吻合。在 1.2 MHz 以上,它們之間存在幾分貝的差異,這可能是因為本文所提出的方法僅考慮了來自電機驅動系統的干擾,而實際車輛中有更多影響耦合噪聲電壓的部件。



圖 14? 使用所提出的方法計算的進入天線的噪聲電壓與測量的噪聲電壓進行比較

另外還模擬了兩種情況,其結果也包括在圖 14 中:拆除電纜屏蔽層、移除發動機缸體和車身之間的接地線。電纜屏蔽層和接地線都是共模電流返回路徑的一部分。結果表明,在研究的整個頻率范圍內,移除電纜屏蔽比移除接地線對調幅天線干擾的影響要大得多,這證明了返回路徑設計在電機驅動系統中的重要性,以及所提出的分而治之方法在各種假設情景研究中的有效性。

4 變頻器位置改變的案例研究

利用本文所提出的方法,進一步的設計探索可以評估可能的設計變化對干擾水平的影響。如前所述,交流束中流動的共模電流是安裝在同一車輛上的調幅天線受到射頻干擾的主要來源。因此,了解逆變器模塊的位置對干擾的影響顯得尤為重要。

如圖 15 所示,逆變器模塊*初安裝在車身內,與安裝在發動機缸體中的電機分離,有一個交流束連接逆變器模塊和電機。由于該交流束是對調幅天線造成射頻干擾的主要來源,因此,進一步研究了設計上的變化,將逆變器模塊移近電機并安裝在發動機缸體中。如圖 15所示,利用該方法計算并比較了兩種情況下調幅天線端口的耦合噪聲電壓。很明顯,通過縮短交流束的長度來改變設計可以大大減少干擾。



圖 15? 改變逆變器模塊的位置及其對調幅天線射頻干擾的影響

5  結論

    本文研究了混合動力汽車電機驅動系統對射頻天線的干擾,提出了一種分而治之的方法。與傳統的Brute-force 算法相比,該方法成功地解決了復雜車輛級問題的仿真難題。

    通過一種有效且高效的建模方法,可以輕松研究假設場景以進行設計探索和優化。在這個案例中,可以發現交流束中流動的共模電流是射頻天線的主要干擾源,共模電流的返回路徑也起著重要作用。電纜屏蔽、接地線和逆變器位置都會影響共模電流路徑,從而影響干擾水平。此外,共模路徑由車輛級設計決定,這解釋了為什么標準模塊級電磁干擾評估可能不足以描述實際的系統級電磁干擾性能。

    仿真對于汽車電磁兼容性將變得越來越重要。本文用一個例子來解釋了其趨勢、挑戰以及可能的解決方案。通過仿真可以更好地實現設計探索和優化,從而使電磁兼容設計和風險控制在早期設計階段成為可能。

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